Однополосный гетеродинный приемник с большим динамическим диапазоном


Приемники прямого преобразования (ППП), точнее гетеродинные приемники, стали применяться радиолюбителями сравнительно недавно – с конца 60-х – начала 70-х годов прошлого века. Они очень быстро завоевали широкую популярность благодаря простоте схемы и высокому качеству работы. Особой популярностью пользовались  простые ( на нескольких транзисторах или одной-двух микросхемах ) одно-двух диапазонные конструкции двухполосных  ППП, доступные для повторения даже начинающим радиолюбителям. Как правило, обладая высокой чувствительностью, эти приемники имели относительно небольшой динамический диапазон по перекрестным помехам ( ДД2) —  коэффициент подавления АМ за редким исключением не превышал 70-80дБ. Попытки увеличить  ДД2 и  подавить вторую полосу хотя бы на 30-40дБ приводили к такому усложнению конструкции, что о массовом повторении  не могло быть и речи.

Благодаря  появлению в широкой продаже новых быстродействующих  цифровых микросхем и качественных малошумящих ОУ появилась возможность реализовать  новый подход  в построении однополосных ППП, используя  в качестве   смесителя цифровые коммутаторы  и применив в остальной схеме хорошо отработанную схемотехнику   функциональных узлов на ОУ[1,2]. Такой подход позволяет обеспечить хорошую повторяемость, гарантированно  высокие параметры ППП и при этом отказаться  от таких  нетехнологичных элементов как многовитковые катушки индуктивности, симметрирующие трансформаторы  и практически полностью исключить  подстроечные элементы и трудоемкие регулировочные работы  ( разумеется, за исключением настройки контуров ПДФ и ГПД ). Платой за это является повышенное количество микросхем и необходимомость  предварительного подбора ( если нет соответствующих прецизионных ) некоторых резисторов и конденсаторов, что, впрочем, легко выполнить используя обычный китайский «цифровик».

Экспериментальный образец однополосного ППП, предлагаемый Вашему вниманию,  является иллюстрацией одного  из возможных вариантов схемотехничекого исполнения на современной элементной базе.

Основные параметры
Диапазоны рабочих частот, МГц     —   1.8, 3.5, 7

Полоса пропускания приемного тракта
(по уровню  — 6дБ), Гц                   — 400-2900

Чувствительность приемного тракта со входа смесителя
(полоса пропускания 2.5кГц, отношение С/Ш — 10дБ), мкВ, не хуже  — 0,7*

Динамический диапазон по перекрестной модуляции ( ДД2 ) при 30% АМ и расстройке 50кГц , не менее, дБ  — 110*

Избирательность по соседнему каналу
(при расстройке от частоты несущей на -5,9 кГц  + 3,7кГц), не менее, дБ – 60

Подавление верхней боковой полосы, не менее, дБ  —   41

Коэффициент прямоугольности сквозной АЧХ

(по уровням -6, -60дБ)                                       —  2,2

диапазон регулировки АРУ при изменении выходного напряжения на 12 дБ не менее, дБ         —  72 ( 4000 раз)

Выходная мощность тракта НЧ на нагрузке 8 Ом , на менее, Вт    0,8

Ток, потребляемый от внешнего стабилизированного

источника питания 13.8В, не более, А  — 0,4

 

* указанная цифра ограничена возможностями аппаратуры, примененной для измерений и, реально, может быть выше.

рис.1 Функциональная схема ППП US5MSQ

Фунциональная схема приемника приведена на рис.1. Он состоит из пяти конструктивно  законченных узлов. Узел А1 содержит аттенюатор -20дБ, полезный при работе на полноразмерную антенну,  и трехдиапазонный  полосовой фильтр, в качестве  которого можно применить любую из известных конструкций  50-омных двух-трехконтурных ПДФ, неоднократно описанных в радиолюбительской литературе, можно для начала применить даже одноконтурный, т.к. описываемый ниже  смеситель обладает некоторой избирательность к  приему паразитных каналов на гармониках( подавление порядка 30дБ ) и субгармониках ( подавление порядка 40дБ), автор использовал простой узкополосный преселектор [3 ]

Узел А2 представляет собой гетеродин на основе одного, не переключаемого генератора на частоты 28-32МГц  с электронной перестройкой частоты многооборотным резистором и делителя частоты с переменным  коэффициентом деления 1,2,4. Необходимую стабильность при помощи ЦАПЧ и цифровой отсчет частоты  обеспечивает узел А5, выполненный на основе готовой  цифровой шкалы «Макеевская» [4 ], которую можно приобрести во многих регионах Украины и России и здесь не описывается, как вариант для самостоятельного изготовления можно рекомендовать  хорошо зарекомендовавшую себя разработку А.Денисова   [ 5]. Основную обработку сигнала — его преобразование, подавление верхней боковой полосы  и фильтрацию выполняет узел А3. Для получения хорошей избирательности применен принцип последовательной селекции, когда  кроме основного активного полосового фильтра фактически в каждом усилительном каскаде ограничивается полоса пропускания на уровне 300-3000Гц  соотвествующим выбором номиналов разделительных конденсаторов и в цепях ООС.

Для подавления верхней боковой полосы  используется метод, подробно описанный в [6] и основанный на применении  6звенного фазовращателя в 4хфазной системе сигналов, позволяющий относительно простыми средствами, несмотря на повышенное количество элементов, получить хорошее подавление и высокую температурную и временную стабильность параметров.  Для получения

4хфазной системы сигналов  применяется  цифровой фазовращатель, что существенно упрощает создание многодиапазонных конструкций.

Сигнал с выхода ПДФ поступает на смеситель,  качестве которого применен недорогой и доступный  восьмиканальный коммутатор 74НС4051 со средним временем переключения 20-22nS. Побудительной причиной такого выбора послужили феноменальные значения  ДД, полученных радиолюбителями при испытании  в качестве смесителей микросхем 74НС4066, 74НС4053 этой же серии [7,8 ] .  Эксперименты, проведенные при разработке этого приемника , подтвердили высокие динамические параметры смесителя на основе 74НС4051.  По моим оценкам, потенциальный ДД2 ( уровень подавления АМ – а именно он определяет динамический дипазон допустимых сигналов для ПП ) для 74НС4051 на частотах до 7-8МГц составляет порядка 134-140дБ, сверху ограничен уровнями помехи АМ 300-400мВ , а снизу собственными шумами коммутатора, которые менее 0,05мкВ.

В предлагаемом вниманию читателей экспериментальном приемнике уровень ДД2 в 110дБ  ограничен не смесителем,  а предварительным УНЧ, сверху за счет прямого  детектирования помех АМ  в предварительном УНЧ, и может быть улучшен на 10-20дБ установкой дополнительных ФНЧ после смесителя, а с низу шумами предварительного УНЧ,реализованого, как и все остальные узлы, на недорогоми и доступном сдвоенном малошумящем ( спектральная плотность шумов менее 5нВ/Гц ) ОУ NE5532. Применение менее шумящих ОУ, например LT1028 c 1нВ/Гц, позволит улучшить чувствительность в 3-4 раза, т.о. увеличить  ДД2  еще на 10-12дБ.

Применение  в качестве смесителя восьмиканального коммутатора ( в нашем случае используется только половина — четыре канала )74НС4051 позволило упростить схему, за счет того, что функции фазовращателя выполняет  внутренняя логика управления коммутатора, на адресные входы которой  поступают сигналы управления со счетчика на 4 . При этом частота гетеродина должна быть в четыре раза выше рабочей частоты.  В результате на выходе смесителя образуется 4х фазная система сигналов, которая после предварительного усиления поступает на 6-ти звенный фазовращатель. Далее сигнал нижней боковой полосы, получивший нулевой  фазовый сдвиг суммируется  на сумматоре, а зеркальной верхней полосы, получивший фазовый сдвиг 180градусов вычитается и подавляется. К выходу сумматора подключен основной активный полосовой фильтр, представляющий собой последователь включенные ФВЧ 3-го и ФНЧ 6-го порядков.

Отфильтрованный полезный сигнал поступает на узел А4, состоящий управляемого напряжением усилителя,  промежуточного усилителя и оконечного УНЧ, к выходу которого подключен громкоговоритель, детектора АРУ  и регуляторов усиления и громкости.

Принципиальная схема узла А3 - основного блока приема и обработки ППП US5MSQ Принципиальная схема  узла А3 — основного блока приема и обработки сигнала приведена на рис.2. Далее по тексту позиционные обозначения деталей функциональных узлов А2, А3, А4 (рис. 2-4)  будут иметь дополнительную индексацию (соответственно 2С1, 3С1 и т. п.), которая условно на этих рисунках не приведена. Позиционные обозначения навесных деталей на схеме межблочных соединений приемника рис. 5 не повторяются, поэтому ссылки на них даны без дополнительных индексов.

Сигнал  с выхода диапазонного фильтра ( на схеме не показан, как уже отмечалось, в  этом качестве автор применил преселектор, описанный в [3 ] ) через согласующий трансформатор 3Тр1  поступает на резистор 3R5 и далее на 4хфазный смеситель 3DD1, выполненный на основе восьмиканального коммутатора 74НС4051. Для увеличения быстродействия коммутатора микросхемы 3DD1,3DD2 запитаны повышенным напряженим питания +8В от стабилизатора 3DA5, что представляется вполне допустимым, т.к. опыт показывает, что микросхемы серии 74НС, 74АС надежно работают  при увеличении напряжения питания  до 10В.

Резистор 3R5 улучшает балансировку и выравнивает сопротивления  открытого состояния ключей, имеющие сопротивление порядка 50 ом при технологическом разбросе +-5 ом На вход коммутатора через резистор 3R6 подается напряжение смещения, которое образуется в средней точке резистивного делителя 3R3 3R4 и   равное половине напряжения питания, что обеспечивает работу его на максимально линейном участке Сигналы управления на коммутатор поступают с синхронного счетчика-делителя на 4, выполненного  на D-триггерах микросхемы 3DD2 74НС74, включенных по кольцевой  схеме Джонсона. Несмотря на внешнюю схожесть с цифровым фазовращателем, предложенным В.Т.Поляковым [6], в данной схеме его основная функция – счетчик.

Функции фазовращателя выполняет  внутренняя схема управления самого коммутатора, т.к. применено нестандартное включение, для наглядности на рис. 2 напротив соответствующих выводов микросхемы 3DD1 указаны фазы выходного сигнала. К выходу каждого из 4 фазных каналов подключены конденсаторы нагрузки, эффективно выделяющие полезный сигнал и подавляющие побочные продукты преобразования. Причины этой эффективности  в том, что этот 4хфахный смеситель на ключах + конденсаторы представляет собой пример классического цифрового фильтра ( или, если, угодно фильтра на переключаемых конденсаторах). Первым  это схемное решение применительно к смесителям описал и запатентовал Тейлор [9 ] и называется эта схема детектор Тейлора.

Рассчитать полосу пропускания  в Гц по уровню -3дБ детектора Тейлора можно по формуле

Формула Тейлора

, где  Rист, Ом сумма  сопротивлений антенной цепи 50ом, трансформированное 3Тр1 в 9раз, т.е.450 ом, сопротивления открытого ключа ( порядка 50 ом ) и резистора 3R5, Снагр равна сумме коденсаторов 3С8,3С9 в фарадах, а n=4 – количество переключаемых конденсаторов.  В нашем случае, расчетное значение частоты среза  3400Гц – с одной стороны обеспечивает хорошое подавление внеполосных помех, а с другой вносит заметный дополнительный фазовый сдвиг  в полезный сигнал, поэтому  соответствующие емкости во всех 4 каналах должны быть термостабильны и подобранны с точностью не хуже 0,5% ( здесь и далее подразумевается точность подбора элементов 4х каналов между собой, абсолютное значение может иметь разброс до 5 %). Этим требованиям соотвествуют низкочастотные конденсаторы  серии МБМ, К71,К73 и т.п., а для эффективной фильтрации  на ВЧ им параллельно подключены керамические конденсаторы относительно небольшой емкости ( возможные значения 1000-4700пф ) с термостабильностью не хуже М1500.

К  нагрузочным кондесаторам смесителя через разделительные кондесаторы 3С10, 3С13, 3С16, 3С19 большой емкости (на первый взгляд, применение разделительных конденсаторов после смесителя излишне, т.к. в идеально работающем смесителе напряжение на нагрузочных конденсаторах  одинаково, но на практике из-за некоторой несимметиричности каналов появляется небольшое шумовое напряжение, увеличивающее при непосредственном подключении предварительных усилителей общие шумы в 2-3 раза ), которые обязательно должны быть неэлектролитическими, подключены предварительные усилители 3DA1, 3DA2, включенные по схеме дифференциального измерительного усилителя[1,2], дополнительно улучшающие симметрию сигналов и подавляющие синфазные помехи (продукты детектирования АМ, наводки с частотой сети и пр. ) пропорционально Кус=1+2*(3R12/3R11), в данном случае в 13 раз. Такая величина предварительного усиления оптимальна на взгляд автора для того чтобы скомпесировать потери в 6звенном фазовращателе.  Резисторы в цепях обратной связи 3R11….16 необходимо подобрать с точностью не хуже 0,5%. К выходам дифференциального предусилителя подключен 4хфазный 6 звенный  RC фазовращатель на элементах R17-R40 и C21-C44 [6 ]. Такой фазовращатель, несмотря на повышенное число элементов, прост по конструкции. Благодаря взаимной компенсации фазовых и амплитудных дисбалансов отдельных цепочек в нем можно использовать элементы с допуском +-5% абсолютного значения ( разумеется, точность подбора в четверках должна быть не хуже 0,5% )при сохранении высокой точности фазового сдвига. При указанных на схеме значениях элементов расчетное значение подавление зеркальной боковой полосы в диапазоне частот 300-3300Гц  порядка 50дБ, но практически из-за разброса значений элементов и конечного сопротиления сумматора подавление составляет 41-43дБ.  Далее  4х фазный сигнал поступает  на входы сумматора 3DA3.1, выполненного  на основе дифференциального усилителя  с входным сопротивлением  330кОм и коэффициентом усиления 10,

где благодаря полученным фазовым сдвигам сигналы нижней боковой полосы  складываются  и усиливаются, а нижней – вычитаются и подавляются. К выходу сумматора подключен активный основной фильтр частоты сигнала, выполненный на трех поледовательно включенных звеньях  3-го порядка – одном ФВЧ с частотой среза 350Гц на ОУ 3DA3.2  и двух ФНЧ  с частотой среза 3000Гц  на ОУ 3DA4.1 и 3DA4.2 соответственно.

Для улучшения развязки и снижения помех по цепи питания  каскады сумматора и фильтров запитаны через отдельный интегральный стабилизатор 3DA6. Делитель напряжения питания 3R52,3R57 обеспечивает подачу напряжения смещения для нормальной работы ОУ 3DA3.2, 3DA4 при однополярном питании.

Принципиальная схема УНЧ ППП US5MSQОтфильтрованный  сигнал с выхода Х9  узла А3 поступает  на вход  Х1 узла А4, принципиальная схема  которого приведена на рис.3,  и через разделительный конденсатор 4С2  на регулируемый усилительный каскад на ОУ 4DA1.1. Его Кус определяется соотношением  суммарного сопротивления  параллельно включенных  в цепи ООС резистора 4R4 и сопротивления канала сток –исток полевого транзистора 4VT1 КП307Г ( здесь можно применить любые транзисторы из серий КП302,303,307, имеющие напряжение отсечки не более 3,5В при максимально большом начальном токе стока ) к резистору 4R2 и при изменении напряжения смещения  на затворе 4VT1 от 0 до +4В изменяется в диапазоне  от 3 до 0,0005 раз или +10…-66дБ , что позволяет применить  эффективную автоматическую ( АРУ) и ручную регулировку общего усиления приемника ( своего рода аналог регулировки по ВЧ,ПЧ в супергетеродинах ). Цепочка 4R5,4R7,4С4  обеспечивает подачу на затвор 4VT1  половину напряжения сигнала, что улучшает линейность регулировочной характеристики  полевого транзистора [1 ], в результате чего даже при входном сигнале 2эфф ( максимально возможный сигнал на выходе основного полосового фильтра) уровень нелинейных искажений не превышает 1%.

Сигнал с выхода 4DA1.2, обеспечивающего усиление 50 для нормальной работы АРУ, поступает  через   пассивный полосовой фильтр   4С13,4R12,4C15, снижающий избыток усиления  в 4 раза на регулятор громкости R и далее  через однозвенный ФНЧ ( 4R16,4C17 ) на вход  оконечного УНЧ 4DA3  LM386 с Кус=20.

Сигнал с выхода 4DA1.2 через цепочку 4С12,4R11 поступает на детектор АРУ, выполненный на диодах 4VD1-4VD5 и имещий две цепи управления  — инерционную на конденсаторе 4С8 и относительно быстродействующую на конденсаторе 4С9, позволяющую улучшить работу АРУ в условиях импульсных помех. Общая точка соединения элементов детектора АРУ подключена к делителю 4R13, 4R14 напряжения питания , создающему  начальное напряжение смещения  полевого транзистора.  Подстроечным резистором 4R15 устанавливается  оптимальное начальное напряжение смещения  для  конкретного экземпляра транзистора и при необходимости корректируют начальное значение общего усиления приемника. Резистором Rrf осуществляют оперативную регулировку общего усиления.

Для улучшения развязки и снижения помех по цепи питания  входные каскады запитаны через отдельный интегральный стабилизатор 4DA2. Делитель напряжения питания 4R1,4R3 обеспечивает подачу напряжения смещения для нормальной работы ОУ 4DA1 при однополярном питании.

 Принципиальная схема ГПД US5MSQПринципиальная схема  узла 2  ( ГПД ) приведена на рис. 4

За основу взята немного модернизированная схема ГПД от трансивера YES-98M [10 ] на базе генератора Колпитца. Активный элемент ГПД — транзистор 2VT2 включен по схеме эмиттерного повторителя, за счет высокого входного сопротивления и небольшой емкости конденсатора  2С11, шунтирование колебательного контура незначительно. Генератор, собранный по схеме Колпитца, известен своей устойчивой генерацией, а две ветви отрицательной обратной связи: параллельная (резистор 2R12) и последовательная (резистор 2R14) обеспечивают работу транзистора 2VT2 в режиме генератора постоянного (термостабильного) тока. Малая емкость эмиттерного перехода транзистора КТ368А (около 2 пФ) и низкое выходное сопротивление каскада создают условия для хорошей развязки колебательной системы в целом от последующей нагрузки.Емкость коллектора 2VT2 (около 1,5 пФ) во много раз меньше конденсатора 2С8, и не оказывает влияния на колебательную систему. Использование малошумящего транзистора КТ368А (с нормированным коэффициентом шума) и вышеперечисленных особенностей способствует созданию генератора с хорошей термостабильностью и малым уровнем боковых (фазовых) шумов.Эмиттерный повторитель на транзисторах 2VT3 ( возможна замена на КТ316,КТ325), имеющий низкое выходное сопротивление и малые межэлектродные емкости обеспечивает хорошую развязку  задающего генератора от последующих каскадов.

Элементами 2DD1.1 и 2DD1.2 формируется сигнал прямоугольной формы. Триггеры 2DD2.1 и 2DD2.2  предназначены для деления частоты ГПД на 2 или на 4 для диапазонов соответственно 3,5 или 1,8МГц. Шифратор, собранный на диодах 2VD7…2VD9 и элементах микросхем DD1 и DD3, при подаче диапазонного напряжения +13,8В, обеспечивает выбор соответствующего поддиапазона. При этом не участвующие в делении триггеры блокируются , что исключает появление от них помех на частоте приема. С выхода DD3.3 сигнал подается на счетчик преобразовательного блока ( вход Х3  узла А3). Перестройка по частоте осуществляется варикапами КВ132А  и многооборотным потенциометром СП5-39Б, хотя недостатки такого способа настройки хорошо известны. Традиционный способ перестройки с переменным конденсатором, конечно же, предпочтительнее, а его качественные показатели выше.

Цепочка 2R1, 2С2 2R5,VD3, 2С5 представляет собой часть  схемы цифровой автоматической подстройки частоты (ЦАПЧ), реализуемой при использовании цифровой шкалы «Макеевская», что  позволяет работать не только SSB и CW, но и  цифровыми видами связи

Собственно генератор работает в интервале частот от 28 до 32 МГц.

Следует отметить, что на 40-метровом диапазоне интервал перестройки приемника излишне широк и составляет 1МГц, что приводит к высокой плотности настройки, поэтому для посредством подстроечного резистора 2R4  ограничен пределами  28,0… 28,8 МГц( 7-7,2МГц) . На диапазонах  1,8 и 3,5МГц  этот резистор шунтирован открытым  ключом на транзисторе 2VT1 (возможно применение КТ208,КТ209,КТ502 с любым буквенным индексом ), который закрывается  при подаче управляющего напряжения +13,8В  от переключателя диапазонов на вывод 7МГц Транзистор 2VT2 отбирается по максимальному усилению, не менее 100. Для подбора контурных конденсаторов потребуются конденсаторы с разными ТКЕ: МПО, П33 и М47. В качестве 2DD1, 2DD3 можно применить ТТЛ  серию 555ЛА4, а вместо

2DD2 – 555ТМ2, быстродействуюшие КМОП  КР1554ЛА4, КР1554ТМ2, или 74НС10 и 74НС74 соответственно. Диоды КД522   можно заменить практически любыми кремниевыми высокочастотными диодами с малыми обратными токами (например, КД503, КД521).

принципиальная хема межблочных соединений ППП US5MSQСхема межблочных соединений приемника приведена на рис.5. Все межплатные соединения высокочастотных цепей выполнены тонким коаксиальным кабелем , а низкочастотных – обычным экранированным. Стабилизатор напряжения питания цифровой шкалы DА1 (Крен 5А или 7805) греется несильно (ток потребления с импортными АЛС не более 200мА.), поэтому можно прикрутить в любом удобном месте  корпуса. Гасящий резистор R2 мощностью не менее 2Вт. Переменные резисторы R1 ( Настройка ), R3(регулировка Громкости), R4 (регулировка Усиления) и переключатели SA1 ( Включение Аттенюатора -20дБ ), SA2 ( переключатель диапазонов ), SA3 ( Включение ЦАПЧ ) располагаются на передней панели. Платы в корпусе приемника устанавливаются на металлических стойках, но это не исключает дополнительной шины «земли», которая соединяет все платы между собой.

О деталях.  Как уже отмечалось выше, для успешного повторения некоторые позиции резисторов и конденсаторов блока А3 требуют предварительного подбора. С помощью цифрового омметра, например, китайского «цифровика» это легко подобрать пары или четверки с точностью до третьего знака, приняв во внимание тот факт, что как правило, абсолютное значение может иметь разброс до 5 %. У многих моделей мультиметров есть и режимы измерения емкости, что позволит легко подобрать и конденсаторы. Автор для подбора конденсаторов использовал приставку к частотомеру для измерения индуктивности [11 ], подключив к ней катушку индуктивнстью несколько десятков мкГ. После этого, подключая «на весу» конденсаторы, выбираем те, что дают близкие значения частоты. Разброс значений у конденсаторов из одной заводской партии небольшой. Если конденсаторы из одной коробки, то как правило, из десятка получалось подобрать  две четверки с точностью не хуже 1%. Несмотря на кажущуюся сложность подбора, автор на подбор всех четверок резисторов с точностью до 3х знаков и конденсаторов с точностью до 2х знаков потратил не более часа.

Конденсаторы фазовращателя должны быть термостабильны, ни в коем случае нельзя применять низкочастотную керамику групп ТКЕ Н30,Н70 и Н90 ( емкость последних может изменяться при колебаниях температуры почти в 3 раза). Можно применить металлобумажные МБМ, пленочные и металлопленочные серий К7Х-ХХ.  Такие же типы конденсаторов желательно применять  в  составе активных фильтров и разделительных в каскадах УНЧ, т.к. они определяют АЧХ. При этом допустимый разброс номиналов может быть 10% и в этих узлах с большим успехом можно применить экземпляры, не прошедшие отбор для фазовращателя.

Блокировочные керамические и электролитические могут быть любого типа.

Катушка L1 индуктивностью около 0,8 мкГ генератора плавного диапазона намотана на ребристом керамическом каркасе диаметром 12 мм. Она имеет 12 витка провода ПЭВ-2 0,5-0,7мм, уложенного в канавку  с шагом 1мм и размещается в экране, в качестве которого можно использовать, например,  корпус от реле РЭС-6.

Согласующий трансформатор 3Тр1 содержит 15-18 витков сложенным втрое проводом диаметром ПЭЛШО ( можно применить и ПЭВ,ПЭЛ )0,1-0,25мм с небольшой скруткой( 3 крутки на см ) на ферритовом колечке диаметром 7-10мм с проницаемостью 1000-2000  Высокочастотные дроссели – ДМ-0,1 номиналом 50-200мкг, их можно намотать на ферритовых колечках диаметром 7-10мм с проницаемостью 1000-2000, достаточно 25-30 витков проводом диаметром 0,15-0,3 мм.

Детали, устанавливаемые методом навесного монтажа на шасси (см. рис.5), могут быть любого типа. Исключение составляет многооборотный  переменный резистор R1 СП5-39Б. Этот резистор должен иметь высокое качество. Нестабильность сопротивления, неравномерность его изменения будут существенно ухудшать работу приемника. При необходимости его можно заменить двумя обычными потенциометрами, включенными согласно рис.6. Рис. 6

Особые требования к остальным деталям, если таковые есть, высказаны выше, при описании узлов.

 

Конструкция и монтаж. Большинство деталей приемника смонтированы на трех печатных платах, соответствующим трем его блокам А2 ( рис.7 ),А3( рис.8),А4( рис.9), из двустороннего фольгированного стеклотекстолита. Вторая сторона служит общим проводом и экраном. Отверстия вокруг выводов деталей, не соединенных  с общим проводом, следует зенковать сверлом диаметром 2,5-3,5мм. Выводы деталей, соединенных  с общим проводом, отмечены крестиком. Архив с авторскими чертежами печатных плат в формате lay можно скачать здесь Печатная плата ГПД US5MSQ

Печатная плата Блока основной обработки сигнала US5MSQ

Печатная плата УНЧ US5MSQ

Фото смонтированных узлов и приёмника в целом

Фото платы ГПД US5MSQ

Фото платы УНЧ US5MSQФото платы преселектора US5MSQФото платы преобразовательного блока ППП US5MSQВид спереди ППП US5MSQВид сзади на монтаж ППП US5MSQНалаживание приемника следует начинать с узла А2 ГПД, который на период настройки отключают от основного узла. Сначала нужно подать на вывод 2Х1 с вспомогательного делителя напряжение порядка 2,7В и закоротить перемычкой конденсатор 2С12. Подав напряжение питания, следует  подбором резистора 2R12 выставить напряжение на эмиттере транзистора 2VT2 порядка 1,4-1,6В при применении  в качестве 2DD1 ТТЛ серий 1533ЛА4,555ЛА4 или 2,3-2,6В если применяются КМОП КР1554ЛА4,74НС10. После этого можно убрать перемычку  и подать на вывод 2Х8 ( включение диапазона 1,8МГц ) управляющее напряжения питания. К выходу ГПД (вывод 2Х12 ) подключают через резистор сопротивлением 200…300 Ом цифровую шкалу или частотомер. Переведя движок резистора R1 в верхнее по схеме положение, подбором конденсатора 2С12 и подстройкой 2С10 устанавливают частоту генерации чуть ниже 7000 кГц (на 5…10 кГц). Затем движок резистора R8 переводят в нижнее по схеме положение. Рабочая частота при этом должна быть чуть выше 8000 кГц. Если это не удается сделать и перекрытие получается меньше, то следует установить конденсатор 2С9 большей  емкости и наоборот, если перекрытие больше – емкость конденсатора 2С9 несколько снизить. Поскольку емкость этого конденсатора несколько влияет на частоту ГПД, после изменения его значения следует еще раз проверить перекрытие ГПД по частоте. Добившись необходимого значения на диапазоне 1,8МГц, ГПД переводят на диапазон 7МГц подачей управляющее напряжения питания на вывод 2Х9. Затем движок резистора R8 переводят в нижнее по схеме положение и подстройкой резистора 2R4 устанавливают частоту генерации  чуть выше 28800 кГц.На последнем этапе налаживания ГПД проверяют стабильность частоты генератора и при небходимости производят термокомпесацию  известными методами. В авторском варианте применялись контурные коденсаторы с ТКЕ М47 и дополнительной термокомпенсации не производилось. При этом на 7МГц первончальный  выбег частоты за первые 2 минуты не превысил 800Гц, в дальнейшем нестабильность частоты была менее 100Гц за 15 мин. При включении ЦАПЧ частота была неизменной в течении нескольких часов.

Основной блок обработки сигнала ( узел А3 ) и УНЧ ( узел 4) при использовании деталей требуемых номиналов  и отсутствии ошибок в монтаже налаживания не требуют.

Последний этап в налаживании приемного тракта — установка порога АРУ и пределов регулировки усиления. Для этого движки резистора R3 Громкость  и резистора R4 Усиление(см. рис. 5) устанавливают в левое по схеме положение, а  движок подстроечного резистора 4R15 – в правое.

На вход приемника подключите резистор 50ом.

К выходу приемника параллельно динамику ( выводы 4Х7,4Х8 ) подключают осцилограф или авометр в режиме измерения переменного напряжения.

Перемещением движка подстроечного резистора 4R15 найдите положение , при котором шум начнет уменьшаться  и дальнейшим перемещением выставите уровень шума, который еще «не давит на уши» ( по мнению автора – порядка 30-40мВ ).  Это и будет оптимальная настройка порога АРУ  ( начало срабатывания порядка 2-3мкВ )и общего начального усиления ( порядка 120-150 тысяч) .

Список литературы

  1. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. ― М.: Мир, 1982,.
  2. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники : том1. ― М.: Мир, 1983
  3. С. Беленецкий. Простой  преселектор для многодиапазонного приемникаРадио, 2005, №9, с.70-73 или здесь на сайте
  4. В. Абрамов (UX5PS)C. Тележников (RV3YF) Коротковолновый трансивер “Дружба-М”. http://www.cqham.ru/druzba-m.htm.
  5. А. Денисов. Цифровая шкала — частотомер с ЖК индикатором и автоподстройкой частоты. http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm
  6. Поляков В. Радиолюбителям о технике прямого преобразования. ― М.: Патриот, 1990.
  7. R.Green. “Bollet-proof” rf mixer.—“Electronics Word+Wireless Word”, №1/99, с.59

      8.«Идеальный» смеситель для приёмника прямого преобразования Г.Брагина  http://www.cqham.ru/trx41_01.htm

9.D.Tayloe, N7VE, “Letters to the Editor, Notes on “ideal” Commutating Mixers (Nov/dec 1999), “QEX, March/April 2001, p/61

  1. Г.Брагин. Модернизированный ГПД для трансивера «YES-98M. ― Радио Дизайн N 14, c.3-7

11.Приставка для измерения индуктивности в практике радиолюбителя. С. Беленецкий.—Радио, 2005, №5, с.26

ж.Радио, 2005г. №10, 11

Доработка приемника. Как отмечалось в описании приемника, из-за конечного сопротивления сумматора степень подавления зеркальной боковой полосы значительно ниже теоретической (особенно это заметно во многозвенных фазовращателях-полифайзерах  ). Основной способ улучшения работы полифайзера ( вплоть до теоретических пределов) — увеличение на порядки(!) входного сопротивления сумматора, например, применением повторителей напряжения на ОУ или на полевиках. В процессе дальнейших испытаний и экспериментов с приемником была проведена доработка схемы, позволяющая ЛЕГКО получить подавление, близкое к теоретическому пределу. При этом схема и конструкция приемника даже немного упрощается.
Для этого нужно (см. схему на рис.2 или ж.Радио, 2005, №10 стр.61-64 )убрать резисторы R41, R45 и конденсатор С46, резистор R46 увеличить до 33кОм, а резистор R44 заменить проволочной перемычкой. На печатной плате (см.рис.8) следует разорвать соединение (перерезать дорожки) в 2-х местах

1.между точками соединяющими R37, С42 и R38, С43
2.между точками соединяющими R39,С44 и R40,R42, С41.
Сигнал теперь снимается с фазовращателя в одной точке через неинвертирующий вход ОУ ( вх. сопротивление не менее сотни МОм ). При этом ИЗМЕРЕННЫЙ коэф. передачи близок к 1. Занятно в этой схеме то, дополнительный сумматор не нужен, т.к. однополосный сигнал хорош его качества уже СФОРМИРОВАН (!!!) в самом фазовращателе. Причем, независимо от точки съема сигнала — пробовал снимать сигнал со всех четырех цепочек, разумеется по очереди.Впервые такое схемное решение промелькнуло на http://www.hanssummers.com/radio/polyphase/
И откровенно говоря, я не обратил на него серьезного внимания —
документация сделана от руки, кусочками — подумал , мол поленился автор дорисовать еще 3 ОУ на выходе фазовращателя . Пока сам на практике не убедился — работает и хорошо работает!
Разумеется, это в определенном смысле компромисное решение, позволяющее получить простыми средствами хорошие результаты в приемнике ценой отказа от классического способа снятия сигнала. При котором ( здесь позволю себе процитировать поясняющий комментарий В.Т.Полякова из личной переписки по поводу способов снятия сигналов с полифайзера) «если снять еще и сигнал с противоположного по фазе выхода ФВ, инвертировать его и сложить с первым, то выходное напряжение удвоится. И более того, если оставшиеся два выхода соединить с уже использованными, выходные напряжения будут меньше зависеть от нагрузки ФВ. Видимо, так и рассуждал создатель этого ФВ с совершенно непроизносимой по-русски фамилией Gschwindt, опубликовавший схему то ли в немецком, то ли в венгерском журнале в 70-х годах.»

После такой доработки общий Кус получается порядка 130-150тыс, уровень собственных шумов на выходе примерно 27-30мВ – оптимальные на мой взгляд значения и в корректировке не нуждаются. Здесь можно скачать вариант чертежей печатных плат от Павла Семина (syomin), выполненных в Sprint Layout 4.0 уже с учетом этой доработки, в которых удалось немного снизить размеры плат.

С момента публикации описания приемника уже несколько коллег повторили конструкцию и остались довольны качеством работы этого приемника.  Ниже, тоже в качестве примера, приведены фото конструктивного исполнения Игорем Тредитом (Robin). Игорь изготовил вариант печаной платы Павла Семина.

Важный момент — Игорь при повторении приемника столкнулся с небольшой проблемой ( это единственный известный мне случай , но хочу подробнее рассмотреть этот вопрос – может кому-то пригодится) – из-за недостаточной амплитуды ( менее 0,25В эфф) на выходе ГПД при включении диапазона 7МГц неустойчиво, вплоть до самовозбуждения на СВЧ, работали триггеры 74НС74. Причина, на мой взгляд, была в комбинации неудачного экземпляра 1533ЛА4, усиление которой сильно падает на частотах порядка 29-30МГц и напряжения смещения триггера DD2.1 ( см. рис.2), которое из-за разброса сопротивлений R1, R2 может отличаться от оптимального. Лучшим способом было бы поставить более удачный экземпляр микросхемы DD3 (см.рис. 4) или «поиграться» значениями R1, R2( см. рис.2), но это легко сделать, если микросхемы установлены на панельках. А что делать, если они запаяны в плату? Остается подбор смещения значениями R1, R2 или поступить так, как сделал Игорь. Оставив напряжение питания коммутатора прежним – 8В, он уменьшил напряжение питания микросхемы DD2 до 6В, тем самым увеличив относительную амплитуду сигнала ГПД по отношению к порогу срабатывания триггера, который практически прямо пропорционально зависит от напряжения питания триггера.

Проще всего это сделать, подав питание на DD2 через резистор 62-100 ом ( подбирается по устойчивой работе триггеров на диапазоне 7МГц). Последний нужной включить в разрыв печатного проводника ( см. рис.8) между ножной 16 DD1 и конденсатором С2.

Конденсаторы для полифайзера-фазовращателя Игорь не подбирал – поставил из одной партии. И тем не менее степень подавления верхней боковой получилась высокая – значит в конструкции есть определенный технологический запас. Игорь (Robin) очень доволен работой приемника. При проведении сравнительного прослушивания эфира на Радио-76М2 и этого ППП, отдает предпочтение последнему , отмечая его особую мягкость звучания и прозрачность эфира.

 

В заключение хочу поблагодарить коллег и единомышленников по форуму  http://forum.cqham.ru/viewtopic.php?t=4032

(Валерий RW3DKB, Сергей US5QBR, Андрей WWW, Павел syomin ,Юрий UR5VEB, Александр Т, Oleg_Dm., Tadas, Александр М, Alex007, Kestutis, US8IDZ, K2PAL , Victor, Игорь Robin и многих других), посвященному проблемам и путям развития Т/ППП, тех ,чей энтузиазм и прямо-таки фанатичная влюбленность в ТЕХНИКУ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ пробудили во мне, да и во многих, интерес и желание вновь заняться ППП, тех, кто заботливо и неустанно поддерживал настоящий водопад информации со всего мира о новинках и подходах, современных концепциях, методах и схемных реализациях техники ПП. Спасибо всем Вам друзья. Нас уже много — поклонников ТЕХНИКИ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ .

 

С удовлетворением могу отметить, что конструкция действительно получилась легка и доступна в повторении, при этом параметры получаются отличные, не хуже заявленных!

Например, коллега Олег Дмитриевич Потапенко, имеющий возможность инструментальных измерений после тщательного  промера получил чувствительность 0,6мкВ, ДД2 порядка 107-109дБ и подавление верхней боковой – более 54дБ ). Представляют несомненный интерес его  результаты измерений ДД3 ППП двухчастотным методом, для  чего применялись

генераторы с низким уровнем фазовых шумов IFR2040 от фирмы Aeroflex (она же IFR, еще ранее она же Marconi).
1. Подключаем к ППП два ГСС IFR2040 через сумматор с затуханием 3 дб.
Выходы обоих генераторов отключены — OFF
Измеряем напряжение шумов на выходе ППП милливольтметром В3-38Б.
Uш=19,5мВ
2. Измеряем чувствительность
Настраиваем генераторы
F1=3,3329 МГц (рабочая) выход – ON (включен)
F2=3,4349 МГц (помеха2) выход – OFF (отключен)
Подаем сигнал Uс1 = -111,8 dbm, при котором Uвых=62 мВ (С/Ш=10 дБ)
Если прибавить 3 дБ сумматора, получим

S=-114,8 dbm при С/Ш=10 дБ.

3. Включаем помехи с разносом 50 кГц, принимаем на частоте 2F1-F2=3,3329 МГц
F1=3,3839 МГц (помеха1) выход – ON
F2=3,4349 МГц (помеха2) выход – ON
Устанавливаем равные амплитуды сигналов
Uс1= Uс2=-13,3 dbm, при которых Uвых=62 мВ
4. Вычисляем ДД3 = -13,3-(-111,8 ) = 98,5 дБ

II. Для разноса 20 кГц

F1=3,3539 МГц (помеха1)
F2=3,3749 МГц (помеха2)
Uс1= Uс2=-14,3 dbm и ДД3 = -14,3-(-111,8 ) = 97,5 дБ

После этого я провел измерения чувствительности без сумматора
1. Закорачиваем вход ППП через 51 Ом Uш=17,5мВ
S = -116 dbm, при С/Ш = 10 дБ (Uвых=55 мВ)
2. Для разноса 50 кГц еще раз измерил ДД3
Uс1= Uс2=-14 dbm (или 44,6 мВ) при котором на выходе 55 мВ
ДД3 = -14 -(-116)-3 = 99 дБ

Приемник без корпуса, без экранировки, гетеродин самодельный кварцевый с кварцевым двухкристальным фильтром   на выходе, источник питания Б5-29 (+14 В). Сигнал подавался без ДПФ, прямо на входной транс смесителя.
Очевидно, именно из-за отсутствия экранировки несколько плавают значения Uш, S от измерения к измерению.

 

Указанные выше значения ДД3 измерены при отношении с/шум 10дБ. Чтобы определить ДД3 по отношению к уровню шумов, надо к измеренной величине добавить 6,7дБ, т.е ДД3=105-107дБ в зависимости от частоты расстройки помехи , что соответствует IP3 =+44…46дБм – феноменальный результат.

Сергей БЕЛЕНЕЦКИЙ, US5MSQ,                                              г. Луганск, Украина

Обсудить конструкцию приемника, высказать свое мнение и предложения можно на форуме

Многие коллеги уже изготовили этот приемник, некоторые из них даже выложили своеобразные видеоотчеты о работе приемника на youtube:

 

Tags: , , , , ,

One Response to “Однополосный гетеродинный приемник с большим динамическим диапазоном”

  1. agn Март 30, 2018 at 23:26 Постоянная ссылка

    Заметил небольшую опечатку на схеме ГПД (рис. 4). Полярность конденсатора C1 указана неверно.

Добавить комментарий

Optimization WordPress Plugins & Solutions by W3 EDGE